3.1 Преобразователь частоты с автономным инвертором напряжения и широтно-импульсной модуляцией

Наиболее распространенным типом преобразователя частоты с ШИМ является преобразователь с неуправляемым выпрямителем напряжения в звене постоянного тока. При этом напряжение на входе инвертора не меняется, а регулирование выходного напряжения осуществляется методом широтно-импульсной модуляции. Такие выпрямители выпускаются рядом электротехнических фирм с начала 90-х годов XX в., когда производители мощных полупроводниковых приборов освоили выпуск биполярных тран­зисторов с изолированным затвором IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). IGBT представляют собой p – n – p -транзистор, управляемый через высоковольтный n-канальный полевой транзистор. При необходимости используется параллельное соединение транзисторов или гибридные модули. К достоинствам IGBT относятся: высокая допустимая плотность тока; управление напряжением, как у МОП-транзисторов; практически прямоугольная область безопасной работы, исключающая необходимость формирования траектории переключения, низкие потери в импульсном режиме. Перечисленные качества обусловили широкое применение IGBT в современных преобразователях с ШИМ.

Принцип ШИМ проще всего пояснить на примере однофазного инвертора, получающего питание от источника постоянного напряжения со средней точкой, структура которого показана на рис. 3.1. Активно-индуктивная нагрузка Z_H включена между средней точкой источника питания и точкой соединения электронных ключей 1 и 2, каждый из которых включает в себя транзистор, работающий в ключевом режиме и диод обратного тока. Система управления транзисторными ключами содержит в своем составе нуль-орган (НО) и формирователи Ф1 и Ф2. На входе нуль-органа сравниваются задающий сигнал u*(здесь и далее индексом «звездочка» отмечены задающие сигналы) и пилообразное опорное напряжение u_оп. Если u* > u_оп, т.е. разность (u*- u_оп) положительна, то сигнал на выходе нуль-органа положителен и на выходе формирователя Ф1 существует положительный сигнал f₁*, замыкающий ключ 1, т.е. открывающий соответствующий транзистор. К нагрузке оказывается приложенным напряжение 0,5 U_d, у которого слева «плюс», а справа — «минус» и которое будем считать положительным. При отрицательной разности (u*- u_оп) замыкается ключ 2 и напряжение на нагрузке становится отрицательным и равным -0,5 U_d.

Рис. 3.1 Структура однофазного инвертора с широтно-импульсной модуляцией

а) б)

Рис. 3.2 Характеристики передаточного коэффициента инвертора: а — напряжения опорное и задания; б — регулировочная характеристика инвертора

Если u* > u_оп, т.е. разность (u*- u_оп) положительна, то сигнал на выходе нуль-органа положителен и на выходе формирователя Ф1 существует положительный сигнал f₁*, замыкающий ключ 1, т.е. открывающий соответствующий транзистор. К нагрузке оказывается приложенным напряжение 0,5 U_d, у которого слева «плюс», а справа — «минус» и которое будем считать положительным. При отрицательной разности (u*- u_оп) замыкается ключ 2 и напряже­ние на нагрузке становится отрицательным и равным -0,5 U_d.

На рис. 3.2, а показаны симметричное пилообразное опорное напряжение с максимальным значением U_опm и напряжение зада­ния u*, которое предполагается постоянным в течение периода T_ШИМ опорного напряжения. В нижней части рисунка приведены состояния сигналов fj* и f₂* и форма напряжения на выходе ин­вертора и. Среднее значение напряжения на выходе определяется следующим образом:

(3.1)

(3.2)

где T₁ Т₂ — интервалы замкнутого состояния ключей 1 и 2 соответственно; T_ШИМ — период широтно-импульсной модуляции, с; f_ШИМ — частота ШИМ, Гц.

Из подобия треугольников abc и ab'c' для рабочей части характеристики инвертора, когда |u| U_oпm, может быть записано:

(3.3)

Отсюда с учетом приведенного выше выражения для U следу­ет, что

(3.4)

где k_и — передаточный коэффициент инвертора в линейной части характеристики, когда u* U_oпm.

Из регулировочной характеристики инвертора U =f(u*) (рис.3.2, б) видно, что должно быть предусмотрено ее ограничение на уровне 0,5 U_d, так как для получения неискаженного напряжения на выходе задающий сигнал и не должен превышать максимального значения опорного напряжения U_onm. В системе управления инвертором должна существовать кратковременная задержка между размыканием одного ключа и замыканием другого для восстановления запирающих свойств транзистора, выходящего из работы.

Если управляющий сигнал представляет собой синусоиду с частотой ω_0эл, то напряжение на выходе инвертора, рассматриваемое за время t 2π/ ω_0эл, будет представлять собой гармониче­скую кривую, содержащую наряду с первой гармоникой, которая имеет частоту управляющего сигнала, ряд гармонических составляющих более высокого порядка. Таким образом, если амплитуда u не превышает значения U_onm, то первая гармоника напряжения на выходе инвертора в определенном масштабе повторяет управляющий сигнал. Изменение его частоты приводит к изменению частоты на выходе инвертора. Изменение амплитуды управляющего сигнала при неизменной частоте будет приводить к изменению соотношения длительностей положительных и отрица­тельных импульсов напряжения на выходе, т.е. изменению амп­литуды его первой гармоники. Это иллюстрирует рис.3.3. Для его упрощения и наглядности построения принято, что частота опорного напряжения всего в 12 раз превышает частоту управляющего сигнала. На самом деле в современных инверторах частота опор­ного напряжения (частота ШИМ) составляет от единиц до десят­ков килогерц при номинальной частоте напряжения на выходе инвертора f_н = ω_0эл /(2π) = 50 Гц. При высокой частоте ШИМ и активно-индуктивной нагрузке, какой является обмотка статора, ток нагрузки оказывается практически синусоидальным.

Рис. 3.3 Принцип широтно-импульсной модуляции на примере однофазного инвертора

Однако надо учитывать и ряд отрицательных эффектов, связанных с повышением частоты ШИМ, а именно наличие электромагнитных помех, воздействующих на другие электротехнические и радиотехнические устройства, и возникновение перенапряжений в цепи нагрузки, что опасно для изоляции обмоток двигателя. Средства борьбы с этими явлениями состоят в использовании двигателей с повышенным качеством изоляции, в применении экранированных кабелей и специальных фильтров, в ограни­чении длины коммуникаций, а также в раздельной прокладке си­ловых кабелей и кабелей системы управления.

Схема трехфазного мостового инвертора (рис. 3.4, а) включает в себя три плеча с транзисторными ключами, каждое из которых выполнено аналогично плечу однофазного инвертора (см. рис. 3.1). К средним точкам каждого из плеч подключено начало фазной обмотки статора двигателя, если обмотки статора соединены звездой, как это показано на рис. 3.4, а, или угол треугольника, если обмотки соединены треугольником. Схема включает в себя общий для всех трех фаз источник пилообразного опорного напряжения u_оп. Управляющие сигналы u_1A*; u_1B*; u_1C* представляют собой трех­фазную систему синусоидальных напряжений, сдвинутых между собой на 120°. Изменение частоты напряжения на выходе инвертора достигается изменением частоты управляющих сигналов, а изменение амплитуды — изменением их амплитуды.

На рис. 3.4, б показано, как формируется трехфазное напряже­ние на фазах нагрузки, соединенной в звезду. На рисунке заштри­хованными горизонтальными линиями отмечены состояния сиг­налов f₁* — f₆*, а следовательно, и замкнутые состояния ключей 1—6. Их зависимость от знаков разностей u_1A* -u_оп, u_1B*- u_оп, u_1C*- u_оп определена так же, как это сделано при рассмотрении однофазного инвертора. Фазные напряжения на выходе могут принимать пять разных значений: +(2/3)U_d; +(l/3)U_d; 0; -(1/3)U_d; -(2/3)U_d.

Для того чтобы определить мгновенные значения фазных напряжений на каждом из отрезков времени, ограниченном вертикальными штриховыми линиями, проведенными из точек пересечения кривых u_1A*; u_1B*; u_1C* с графиком опорного напряже­ния u_оп, нужно воспользоваться данными табл. 3.1. Так, на крайнем левом промежутке времени (см. рис. 3.4, б) замкнуты ключи 2, 4 и 6, чему соответствует равенство нулю напряжений на выходе: u_1A= u_1B = u_1C= 0. На следующем за ним промежутке времени замкнуты ключи 5, 6 и 1. При этом u_1B = -(2/3)U_d, u_1A = u_1C = (1/3)U_d и т.д. Линейное напряжение между фазами А и В определено как u_1AB= u_1A - u_1B. Можно отметить, что алгоритм работы рассматри­ваемой схемы, так же как и алгоритм работы однофазного инвертора, исключает возможность одновременного замыкания обоих ключей одного плеча моста. Кроме того, в графиках напряжения имеются участки, на которых замкнуты одновременно все четные или все нечетные ключи, в результате чего значения напряжения на этих участках равны нулю.

При равенстве амплитуды задающего сигнала и максимальному значению опорного напряжения U_опm амплитуда первой гармоники напряжения на выходе инвертора равна 0,5 U_d.

Для наглядности график напряжений построен при том же соотношении частоты ШИМ и частоты напряжения на выходе инвертора ω_0эл, что и при рассмотрении однофазного инвертора (см. рис. 3.3). Сказанное ранее о влиянии высокой частоты ШИМ справедливо и для трехфазного инвертора.

Описанная схема инвертора с явновыраженным пилообразным опорным напряжением может быть реализована как в аналоговой форме, так и в цифровой форме с применением микропроцес­сорной техники. Наряду с ней разработаны и применяются алго­ритмы векторной широтно-импульсной модуляции, специально ориентированные на микропроцессорную реализацию.

Рис. 3.4 Преобразователь частоты с трехфазным инвертором и широтно-импульсной модуляцией: а - структура преобразователя: 1 - автонономный инвертор напряжения; 2-система управления АИН; б - формирование напряжения на выходе